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参考文献.rar

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    编号:20181030002150436    类型:共享资源    大小:4.16MB    格式:RAR    上传时间:2018-10-30
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    金币
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    这是一份非常优秀的仿真作业,给我留下了极其深刻的印象。钢铁就是这样炼成的 —— 刻苦钻研,一丝不苟,精益求精。作品给人以启迪。希望大家发挥自己的聪明才智, 通过不断的努力和探索, 奉献 出你们的 杰作,留给老师一份欣喜、留给学弟学妹们一份财富 和启迪 。 叶建芳 Multisim 作业二 高频小信号放大器设计报告 一、概述 本次设计报告以仿真分析为主, 以国产某调幅通信机接收部分的主要电路作为参考电路,测试了高频小信号放大器的关键性能指标, 用参数扫描放方法修改关键器件参数 参数观察对电路的影响,从而获得认识,完成了单调谐回路谐振放大器和双调谐回路谐振放大器两份作品。 二、作品介绍 (一)单调谐回路 谐振 放大器 1.设计指标: ( 1)中心频率 f0 = 465KHz,带宽 2Δ f0.7= 8 KHz。 ( 2)负载 RL = 1KΩ 2.设计方案: ( 1)采用共射共基的 电路组态,提高了电路稳定性;防止放大器自激;输出阻抗大,可直接与阻抗较高的调谐回路相匹配,不需要抽头接入; 允许有较高的功率增益,更利于抑制 后级的噪声,因此共射 -共基电路是典型的低噪声电路。 ( 2) 输入端采用电容耦合, R1 为消除自激振荡所 s 加的电阻;输出端采用变压器耦合。 ( 3) R2, R5, R7 三个电阻串联分压,为两个管子提供偏置电压。 R8, C4 为本级中放的去耦电路,防止中频信号电流通过公共电源引起不必要的反馈。 ( 4) 设置一个可调稳压源,提供增益控制电压 V1,可以调整本级电路的直流工作状态,达到控制增益的目的。 总电路图如下: 说明:共射 -共基 电路的电压 增益幅值与单级共射电路 大致相同,但上限截止频率提高为单级共射电路的 4 倍多! 《高频电子线路》高吉祥 P69-71 3.测试数据 ( 1)静态工作点分析 如图所示, Ie1= 0.551 mA, Ie2 = 0.547mA,三极管 T1, T2 均满足发射极正偏,集电极反偏的放大状态。 ( 2)中心频率和电压增益 波特仪显示放大器中心频率为 464.5KHz ,增益为 24.781 dB = 17.33 V/V 输入 465KHZ 10mVp 的正弦波信号,示波器测量得到 Av= 173mV10mV = 17.3 V/V ,且输出信号与输入信号相位差为 180 °,与低频放大器分析一致,说明在此频率下谐振回路处于谐振状态。 ( 3)通频带 打开 Grapher View 查看波特图,测量通频带, fL= 460.83 KHz, fH = 468.74 KHz , 2Δ f0.7 = 7.9 KHz,基本达到通频带要求。 从相频曲线可以看到,中频频率处输入与输出的相位差接近 180°,从低频到高频相位差从 -90°变化到了 +90° ,说明了 LC 谐振网络给放大器带来了两个极点,共带来 180°相位变化,这由 LC 谐振网络的频率特性可以得知 —— 在中心频率的左右,谐振回路分别呈现感性和容 性。 且在中频频率附近 谐振电阻 趋近于无穷大,对应在相频曲线上会出现波峰和波谷。 ( 4)矩形系数 fL0.7= 460.83 KHz, fH0.7 = 468.74 KHz , 2Δ f0.7 = 7.9 KHz fL0.1= 427.45 KHz, fH0.1 = 505.43KHz , 2Δ f0.1=77.98KHz Kr0.1=2Δ f 0.12Δ f0.7 = 9.87 ,接近于理论值 9.95 对比下文中所测试的双调谐回路的矩形系数 3.31 来说,单调谐回路的 选频特性较差,通频带的宽窄对选择性影响很大。 ( 5) 选频放大性能验证 如图,加入放置一组信号源阵列,模拟多频率信号输入的情况, 5 个信号源幅值相同,频率分别为 50Hz, 1KHz, 100KHz, 465KHz 和 10.7MHz,输出端连接频率计测试输出信号的频率。仿真后 观察示波器,红色的波形为含有多频率分量的输入信号,蓝色波形为频率单一的输出信号,观察频率计得到该输出信号的频率为 465 KHz ,正好是要选出和放 大的信号。高频谐振放大器的选频和放大功能得到验证。 ( 6) 损耗电阻(阻尼电阻) 对选频特性的影响 R10 为 LC谐振网络 的并联损耗电阻, 在调试中,可以 调整 R10的大小 去 改变 Q值 (5.1),调整通频带 (5.2), 不会影响中心频率 f0( 5.3), 但 会改变 放大倍数 。 (5.4) QL = Re0ϖ0L(5.1) 2Δf0.7 = f0QL(5.2) f0 = 12π√LC (5.3) Av0 = − p1p2yfe4πΔf0.7C∑(5.4) 公式 5.4,中 p1,p2 是接入系数, yre 是正向传输导纳, C∑ 是折算到谐振回路上的总电容,因此在静态工作点确定后,谐振电压增益只决定与回路 总电容和通频带的乘积。通频带越宽,谐振电压增益越小。 如图,对 R10 进行参数扫描,分别取 R10 =10KΩ, 100KΩ, 1MΩ,得到输出信号的频率特性曲线。可以看到,当 R10 取得小时 ( R10=10KΩ) ,意味着 LC 的损耗较大,拉低了选频网络 Q 值 ,选择性变差,增益下降;当 R10 增大以后( R10=100KΩ), Q 值变高,通带变窄,选择性变好;但当 R10 大到一定程度时( R10=1MΩ), Q 值和选频特性并没有明显改善,说明三极管的输出阻抗,负载 R9 的阻抗 两者折算到 LC 谐振回路上的阻抗同样影响着Q 值,并且在这个时候起了主导作用。(因为并流回路的总阻抗取决于小阻抗) ( 7) 静态工作点与放大倍数的关系 对 直流参考源进行直流扫描,电压范围从 6V 到 10V,输出显示两个三极管 Ie 的电流情况。 分析动态性能: V1=8V 瞬态分析,增益控制电压 V1=6V , 8V, 10V 时的情况 改变了放大倍数 这是 V1=6 V 的测试情况,中心频率不变,增益变大, 结论:在保证三极管能够正常放大信号的前提下,改变静态工作点对电路的选频特性(中心频率和通频带)没有影响。因此可以通过适当调整三极管静态工作点来调整放大器的增益。 (实质是提高了 ICQ ,增大了 gm = ICQ / 26,谐振增益可表示为 AV0= - gm*RL’) 使用参数扫描功能输出 Ie 的直流工作点情况,设置如下:
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